Un Amplificatore per la banda L PDF Stampa E-mail
Scritto da Giuseppe Gristina I0FTG (e-mail: g.gristina@gmail.com)   
Venerdì 22 Ottobre 2010 22:16

PROGETTAZIONE E REALIZZAZIONE DI AMPLIFICATORI A STATO SOLIDO PER LA BANDA L (RADIOAMATORI).

Agosto 2010, questo lavoro è stato presentato al convegno EME di Marina di Pietrasanta, non è stato pubblicato da nessuna rivista per mia volontà, lo ritengo molto valido anche oggi a distanza di circa cinque anni, buona lettura, Pippo I0FTG

Qualche anno addietro ho pubblicato un articolo tecnico su un amplificatore a stato solido funzionante nella banda UHF radioamatori (430 – 440 MHz).

In quell’occasione ho descritto alcune tecniche di progettazione e realizzazione, per un amplificatore, che impiega i nuovi dispositivi in tecnologia LD-MOS utilizzati per la banda UHF broadcasting.

Oggi mi cimento nella descrizione delle tecniche di progettazione e realizzazione per amplificatori, in banda “L amatori”, che impiegano vecchi e nuovi dispositivi LD-MOS per le trasmissioni digitali audio broadcasting (DAB) in banda L (1450 – 1500 MHz).

Il DAB è utilizzato da circa un decennio ed ha contribuito allo sviluppo di nuovi dispositivi, tra cui alcuni funzionanti attorno ad 1.5 GHZ; per fortuna non è stata utilizzata, dai costruttori, la tecnica di pre-adattamento che, in molti casi, limita la banda di utilizzo.

Il data – sheet, che accompagna i dispositivi, oltre a riportare le condizioni di lavoro in termini di tensione, corrente, guadagno, efficienza, massima potenza dissipabile ed erogabile ed altro, riporta i parametri Z che il dispositivo accetta per i dati pubblicati.

Alcuni progettisti, grossolanamente, dicono, che quei parametri, sono l’impedenza d’ingresso ed uscita del dispositivo.

Il costruttore prova e classifica il dispositivo tramite una rete di adattamento d’ingresso e d’uscita ad elementi variabili e a bassissima perdita, costituita generalmente da un doppio o triplo “stub”.

In passato questa prova era condotta con un generatore in CW (non vuol dire con un manipolatore morse, ma con un generatore ad onda continua).

Con le problematiche sorte con le modulazioni digitali multiportante, il generatore è stato sostituito da un modulatore.

Quando i parametri della prova sono congrui con quanto il costruttore si aspetta, è tolto il dispositivo e misurati i due circuiti d’adattamento tramite un analizzatore di reti vettoriale.

La “Z in” e la “Z out”, pubblicati, non sono altro che i dati scaturiti dallo strumento e riguardano le reti d’ingresso ed uscita tranne qualche caso, ben documentato dal costruttore del dispositivo.

I parametri Z, per essere utilizzati, devono subire un passaggio matematico molto semplice che è chiamato “complesso coniugato”; in altre parole bisogna cambiare il “segno” alla parte immaginaria.

Se il circuito d’adattamento presenta una parte capacitiva (o induttiva), il dispositivo ha di conseguenza il coniugato, quindi una parte induttiva (o capacitiva).

Se osserviamo la carta di Smith vediamo “riflettere” la curva discretizzata (rappresentazione di punti notevoli) attorno all’asse reale.

Gli esempi che seguono servono a meglio chiarire quanto sopra esposto.

La progettazione delle reti di adattamento inizia con i parametri Z e può essere effettuata, sostanzialmente, mediante due metodi: puro calcolo matematico oppure con il metodo grafico mediante la carta di Smith.

Questi due metodi, anche se attuati scrupolosamente non portano ad un risultato stabile ed univoco ma ad un sicuro punto di partenza.

Il lavoro termina dopo le prove e le modifiche, effettuate attraverso la necessaria strumentazione di un laboratorio RF di ricerca e sviluppo.

Lo sperimentatore, oggi, dispone di strumenti software che evitano i tediosi calcoli matematici utilizzando dei modelli (simulatore RF lineare) e in alcuni casi, dipende dal simulatore, è possibile procedere anche (contemporaneamente) con il metodo grafico oltre che con il calcolo matematico tramite modelli.

La quasi totalità dei simulatori RF hanno la possibilità di generare un layout, quindi dei file utili per la costruzione di un circuito stampato.

Tutti gli esempi teorici e pratici riportati si avvalgono di un simulatore RF.

I dispositivi che andremo ad esaminare li ho divisi in due categorie: vecchi e nuovi LD-MOS.

Categoria vecchi LD-MOS: PTF10041 Ericsson e lo MRF284 Motorola (12 e 30W out)

Categoria nuovi LD-MOS: PTF140451 e PTF141501 Infineon (45 e 150W out).

Il PTF10041 si trova nel surplus, mentre, il dispositivo Motorola MRF284 è ancora attivo nel mercato; i due dispositivi Infineon sono dell’ultima generazione (circa un anno di vita).

Partiamo con la progettazione delle reti di adattamento per il PTF10041.

Analizziamo il data sheet; nella prima pagina notiamo che il guadagno dichiarato (2GHz) è attorno a 10dB, non mi aspetto che vada oltre 13dB a 1.3GHz.

La pagina quattro è quella più interessante:

Con 26 Volt e 155 mA di corrente a riposo sono erogati 12W da 1.75GHz fino 2.05GHz con i parametri Z, visti dal dispositivo, ben elencati e rappresentati in uno “scorcio” di carta di Smith; sono elencati anche i parametri S, per un uso lineare (classe A), a 26 Volt e 0.5 Ampere.

Le operazioni che adesso dobbiamo fare sono valide anche per gli altri dispositivi, bisogna interpolare i parametri Z per ottenere dati utilizzabili ad 1.3GHz.

Riportando i parametri nella carta di Smith osserviamo l’andamento e proviamo ad interpolare.

E’ chiaro che i nuovi parametri, immessi nella carta di Smith, devono seguire l’andamento.

Nel caso del PTF10041 l’ingresso descrive un piccolo semicerchio, mentre l’uscita è ancora un piccolo semicerchio ma con un “ricciolo” all’interno.

In aiuto, ma non sempre, è possibile inserire i parametri S11 e S22, in una ulteriore carta di Smith, questi descrivono l’adattamento d’ingresso e d’uscita; nel fare quest’operazione è importante ricordarsi che i parametri S sono riferiti al dispositivo e non alla rete.

Esempi d’interpolazione per il PTF10041.

Input:

# MHZ Z RI R 1

1200 5.1 6.6; 1250 4.9 6.3; 1300 4.6 6.1; 1350 4.3 5.9; 1400 4.1 5.5; 1450 3.9 5.2;

1500 3.6 4.9; 1550 3.3 4.6; 1600 3.0 4.4; 1650 2.8 4.2; 1700 2.5 3.9; 1750 2.8 3.2;

1800 3.1 3.0; 1850 2.5 3.5

Output:

# MHZ Z RI R 1

1200 1.9 2.6; 1250 2.2 2.1; 1300 2.5 1.8; 1350 2.8 1.3; 1400 3.0 1.0; 1450 3.3 0.5;

1500 3.6 0.2; 1550 3.9 -0.1; 1600 3.9 -0.5; 1650 3.2 -0.1;1700 3.5 0.2; 1750 3.9 0.4

1800 4.2 1.1;1850 3.5 1.5

I due file sopra riportati sono la mia interpolazione, già coniugata, per il dimensionamento della rete d’ingresso e la rete d’uscita.

Il primo numero è la frequenza di test, il secondo numero è la parte reale di Z, il terzo ed ultimo numero è la parte immaginaria di Z (Z è un numero complesso).

Sicuramente nell’interpolare ho commesso degli errori, l’adozione di un elemento variabile, nella realizzazione del prototipo, annullerà possibili imprecisioni dell’impedenza di partenza.

ampli1

Quanto sopra rappresentato è il circuito stampato di partenza per l’ingresso.

ampli2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Questo è lo schema elettrico, riferito sempre all’ingresso.

Il grafico sopra riportato rappresenta l’adattamento d’ingresso.

 

ampli3

 

L’analisi dello schema elettrico descrive il metodo utilizzato per ottenere l’adattamento voluto.

E’ stata utilizzata una rete similare ad un passa basso, in altre parole due condensatori ed un’induttanza a basso Q realizzata in microstriscia.

 

La pista ripiegata non è altro che l’induttanza con cui si alimenta il gate del dispositivo per la polarizzazione (bias).

I dispositivi MOS, che hanno all’ingresso la parte reale di Z molto bassa, sono spesso instabili, quindi potenzialmente degli oscillatori a frequenza più bassa rispetto quella in cui è impiegata.

Per evitare sorprese è necessario inserire un resistore, connesso tra il gate e massa (collegare in serie una capacità avente Xc bassa alla frequenza di lavoro), con un valore compreso tra 10 e 27 ohm.

Lo schema elettrico comprende un resistore da 22 ohm a tale scopo.

Il layout sotto rappresentato è il circuito stampato dell’uscita.

L’adattamento è stato ottenuto con cinque “salti” sempre con una rete similare ad un passa basso.

La pista ripiegata è l’induttanza che alimenta il drain del Mos.

Lo stampato è FR4 da 1.6mm d’altezza, avente 35u di rame depositato in entrambe le facce.

 

ampli4

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Lo schema sotto rappresentato è il circuito d’uscita.

 

ampli5

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Sotto è rappresentato l’adattamento d’uscita ottenuto

 

ampli6

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Utilizzando una rete con cinque salti la banda d’uscita è molto larga.

Con –25 dB di adattamento (return loss) si copre da 1.2GHz fino a circa 1.5GHz e nella porzione di spettro, di nostro interesse, siamo ad un livello migliore di –35dB.

Se vogliamo ottenere un adattamento a banda stretta i componenti si riducono, perché operiamo in porzioni della carta di Smith dove i semicerchi che delimitano le aree a Q costante sono con un valore molto alto.

Il rovescio della medaglia e che passiamo da un circuito “no tune”, ad uno in cui bisogna regolare i componenti, per la massima uscita, man mano che cambia qualche parametro di funzionamento come tensione e corrente di riposo.

Le reti di adattamento a larga banda sono quasi sempre del tipo passo basso, i motivi si possono intuire, n’elenco due.

Primo motivo.

Le capacità non sono ideali, nella pratica, è sempre un gruppo serie-parallelo di resistenza, induttanza e capacità; nell’uso a frequenze elevate i parassitismi diventano preponderanti.

Il fenomeno che colpisce di più, i progettisti micro-ondari, alle prime armi, e quello di utilizzare una capacità, ma di vedere all’analizzatore di reti vettoriali che il componente si comporta come una normalissima induttanza.

Per usi “esasperati”, i condensatori a RF, sono caratterizzati tramite i parametri S.

Utilizzando una rete di adattamento del tipo passo alto, le capacità sono interessate (attraversate) dalla corrente a radiofrequenza; in questo caso i parassitismi sono preponderanti.

Secondo motivo.

Una rete di adattamento del tipo passo basso taglia naturalmente la risposta alle frequenze armoniche, la rete del tipo passo alto non opera attenuazioni di rilievo alle frequenze armoniche.

In alcuni casi, per ottenere stabilità da dispositivi che aumentano il guadagno a frequenze basse e peggiorano il parametro di traduzione inversa (simile all’effetto Miller dei triodi), è mandatario l’uso di reti di adattamento miste.

 

 

 

ampli7

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Nella carta di Smith sopra riportata sono state tracciate le curve a Q costante e la Z di partenza per la rete d’uscita a 1.2GHz del dispositivo PTF10041.

 

ampli8

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

La foto riporta un amplificatore completo sviluppato interamente con un simulatore lineare ed elettromagnetico.

Sono stati impiegati due dispositivi MRF284 accoppiati tramite due ibride stampate (ricavate nello stesso circuito stampato) a –3dB e 90°.

I circuiti d’ingresso ed uscita sono stati sviluppati con un simulatore lineare (uso di modelli), le ibride sono state ricavate nello stesso circuito stampato mediante l’uso della simulazione elettromagnetica e creazione del modello.

La parte più interessante sono ovviamente le ibride, sono delle “broadside” con massa coplanare.

 

ampli9

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

L’ibrida d’ingresso con il carico di sbilanciamento è visibile nella parte superiore della foto.

Il simulatore elettromagnetico impiega molto tempo nel dare i risultati, l’esperienza del progettista deve essere tale da convergere rapidamente.

Le ibride alimentano, a radiofrequenza (RF), i due dispositivi con uno sfasamento di 90 gradi, questa configurazione, ormai classica negli amplificatori a stato solido per uso continuo (broadcasting), è meno gravosa per i circuiti d’alimentazione rispetto al metodo che utilizza un divisore e sommatore in fase (Wilkinson).

Qualsiasi differenza d’ampiezza (o fase) è dissipata dai due carichi di sbilanciamento, costituiti da due resistori da 50 ohm in circuito sbilanciato (un capo a massa).

L’amplificatore della foto eroga circa 60W in uscita con un solo Watt in ingresso, la potenza richiesta dall’alimentazione non supera i 100W; la tensione è di 32 Volt massimi.

L’amplificatore è nato per funzionare in banda L (da 1450MHz a 1500MHz), in modo DAB.

Per il funzionamento da 1240 a 1300 MHz, ho ripreso le simulazioni ed ho corretto le capacità ed alcune larghezze delle microstrisce, dove previsto dal progetto originale.

Conclusioni.

L’invito verso il “mondo” degli autocostruttori (Radioamatori) non è soltanto rivolto a rispolverare il “saldatore”, ma di utilizzare quanto il campo professionale mette a disposizione con i software di simulazione RF oltre alle nuove tecnologie.

La nostra consorella maggiore d’oltre oceano (ARRL), mette disponibile, da oltre un decennio, un software di simulazione RF per poche decine di dollari.

L’utilizzo dei nuovi LD-MOS Infineon, che con il dispositivo PTF141501 si dichiarano 150W, rimette in discussione la sistemistica di stazione, in altre parole diventa sempre più conveniente spostare l’amplificatore sotto l’antenna, con potenze di oltre 500W e dimensioni ridotte.

Buon lavoro!

Giuseppe (Pippo) Gristina, I0FTG

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Ultimo aggiornamento Giovedì 10 Febbraio 2011 14:53
 

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